Genaue Pulsoxymetrie durch Reduzierung von LED-Rauschen und Verzerrung

Von Bonnie Baker

Zur Verfügung gestellt von Nordamerikanische Fachredakteure von Digi-Key

Pulsoxymetrie ist ein nicht invasives Verfahren zur Messung der Sauerstoffsättigung des Bluts und der Pulsfrequenz bei Krankenhauspatienten, bei ärztlichen Behandlungen im Allgemeinen, bei der Versorgung von Neugeborenen und bei der häuslichen Gesundheitsüberwachung. In all diesen Fällen ist Genauigkeit wichtig, aber oft auch wegen des übermäßigen Rauschens und der Verzerrungen des LED-Signals schwer zu erreichen.

Die bei der Pulsoxymetrie verwendeten infraroten und roten LEDs durchdringen normalerweise durchscheinende Körperteile wie Finger, Ohrläppchen oder bei Kleinkindern auch die Füße. Das Licht geht durch eine Photodiode, die die Intensität und weitere Kennwerte des abgestrahlten Lichts erfasst.

Bild: Tragbares Pulsoxymeter von Zacurate

Abbildung 1: Der Patient legt einen Finger in das tragbare Pulsoxymeter. Dies liefert eine klare Anzeige der Sauerstoffsättigung des Bluts und der Pulsfrequenz. (Bildquelle: Zacurate)

Die Sauerstoffsättigung des Bluts wird als Verhältnis des mit Sauerstoff beladenen Hämoglobins (HbO2) und des reduzierten Hämoglobins (Hb) berechnet. Zur Messung des Pulses erfasst das System mehrere Samples der Wellenform des pulsierenden Bluts. Zur exakten Messung dieser beiden Größen ist ein LED-Signal mit niedrigem Rauschen und geringer Verzerrung erforderlich.

In diesem Artikel werden die elektronischen Blöcke eines typischen Pulsoxymeters behandelt und geeignete Lösungen für die LED-Ansteuerung und ihr Einsatz für die Entwicklung von Schaltungen mit niedrigem Rauschen und geringer Verzerrung zur LED-Ansteuerung beschrieben.

Die Elektronik eines Pulsoxymeters

Die wichtigsten elektronischen Blöcke eines Pulsoxymeters sind die Schaltungen zur LED-Übertragung und das Lichterkennungssystem. Zu einem typischen Aufbau der Elektronik eines Pulsoxymeters gehören oben am Finger ein Paar von LEDs und unten Photodetektoren (Abbildung 2).

Schaltbild: Pulsoxymeter

Abbildung 2: In einem Pulsoxymeter sind zur genauen Messung geringeres Rauschen und geringe Verzerrungen der Ansteuerungselektronik für Rot (HbO2) und Infrarot (Hb) erforderlich. (Bildquelle: Bonnie Baker)

Die Elemente der Ansteuerungsschaltungen für die beiden LEDs in Abbildung 2 sind ein rauscharmer Digital-Analog-Wandler (DAC) und eine darauf folgende LED-Verstärkungsschaltung. Die rote und die infrarote LED senden abwechselnd Impulssignale zwischen einer hohen und einer niedrigeren Stromstärke. Dadurch entstehen zwei Pulsweitensignale, die durch den Finger dringen. Die Timings dieser beiden LED-Signale sind gegeneinander versetzt, sodass der Photodetektor die Signale voneinander unterscheiden kann. Die Dauer, für die sich diese Stromimpulse im Zustand „Aktiv-High“ befinden, liegt typischerweise in der Größenordnung von einigen Hundert Mikrosekunden.

Die maximalen Wellenlängen der roten und der infraroten LED betragen 660 nm (HbO2) bzw. 940 nm (Hb). Es werden unterschiedliche Wellenlängen verwendet, weil HbO2 und Hb das Spektrum unterschiedlich absorbieren. Die Berechnung des Verhältnisses dieser beiden Werte ergibt eine Schätzung der relativen Sauerstoffsättigung (SpO2).

Die Elemente der Transimpedanz- oder I-V-Photodiodenschaltung sind ein Operationsverstärker, ein analoger Kerbfilter und ein Verstärker. Auf den Verstärker folgt ein Analog-Digital-Wandler, der für die digitale Ausgabe für den DSP-Chip sorgt.

LED-Ansteuerung

Der Signalweg eines Pulsoxymeters beginnt mit der LED-Ansteuerung. Die Ansteuerungskette einer LED mit einer Stromquelle besteht aus einer Spannungsreferenz (U1), einem DAC (U3), einem Ausgangspuffer für den DAC (U4) und einer Transistor-Stromquelle (Q1) (Abbildung 3).

Schaltbild: Vereinfachte LED-Ansteuerung für ein Pulsoxymetersystem

Abbildung 3: Eine vereinfachte LED-Ansteuerung für ein Pulsoxymetersystem mit Photodiodenempfänger (rechts). (Bildquelle: Bonnie Baker unter Verwendung von modifiziertem Material von Analog Devices)

Die Spannungsreferenz (U1) ist für den 16-Bit-DAC vorhanden. Sie definiert die analoge Ausgangsspannung nach Gleichung 1.

Gleichung 1

Hierbei gilt: D = DAC-Register, das dezimale Datenwort, und N = Anzahl der DAC-Bits.

Wenn U1 beispielsweise die 2,5V-Spannungsreferenz der Serie ADR4525BRZ-R7 von Analog Devices und U3 der serielle 16-Bit-DAC AD5542AACPZ-REEL7 von Analog Devices ist, wird aus Gleichung 1

Gleichung 1a

Die sich daraus ergebende mittlere Spannung des DAC ist 1,25 V, und der Wert für das niedrigste Bit (LSB) beträgt VREF /(2N) = 2,5/65.536 = 38,1 µV.

Der ADR4525 ist als temperaturstabile Spannungsreferenz mit geringem Rauschen (1,25 mVs-s, 0,1 Hz bis 10 Hz) konzipiert. Der niedrige Temperaturkoeffizient der Ausgangsspannung des Bausteins (2 ppm/°C max.) und eine niedrige Langzeitdrift der Ausgangsspannung (25 ppm über 1000 Stunden bei 60 °C) garantieren die Genauigkeit des Systems über längere Zeit und bei Temperaturschwankungen. Der anfängliche Fehler bei Raumtemperatur des ADR4525B beträgt maximal ±0,02 %.

Analyse des Rauschens bei Ansteuerung der LED

Bei der Analyse des Rauschens der LED-Ansteuerung bestimmt der 16-Bit-DAC die Wahl der weiteren Bauelemente. Mit anderen Worten: Wenn die DAC-Auflösung 12 Bit beträgt, liegt der LSB-Wert bei 601,35 mV, was die Anforderungen der Spannungsreferenz und des Operationsverstärkers bezüglich des Rauschens reduziert.

Bei einer Schaltung für die LED-Ansteuerung wird die Helligkeit der LED durch gleichstromähnliches Rauschen und Nichtlinearität beeinflusst. Quellen von gleichstromähnlichem Rauschen sind:

  • Die integrale und die differenzielle Nichtlinearität des DAC
  • Das 1/f-Rauschen der Spannungsreferenz und das 1/f-Rauschen des Verstärkers
  • Die Gleichtaktverzerrung des Verstärkers

Diese Rauschquellen verdienen eine nähere Betrachtung.

Die integrale und die differenzielle Nichtlinearität des DAC: Differenzielle Nichtlinearität (DNL) ist die Differenz zwischen der wirklichen Schrittweite und dem idealen Wert von 1 LSB. Ein DNL-Fehler von unter –1 LSB kann zu fehlenden Codes führen. Der 16-Bit-DAC AD5542A hat einen differenziellen Fehler von etwa ±0,4 LSB (Abbildung 4).

Grafische Darstellung: Die differenzielle Nichtlinearität des 16-Bit-DAC AD5542A von Analog Devices in Abhängigkeit vom Code

Abbildung 4: Die differenzielle Nichtlinearität des 16-Bit-DAC AD5542A in Abhängigkeit vom Code zeigt einen differenziellen Fehler im Bereich von etwa ±0,4 LSB. (Bildquelle: Analog Devices)

Der Fehler der integralen Nichtlinearität (INL) ist die maximale Abweichung der Ausgangsspannung von der entsprechenden Ausgangsspannung der idealen Übertragungskurve, wobei gemessene Offset- und Verstärkungsfehler als 0 angesetzt werden. Der AD5542A hat einen INL-Fehler zwischen etwa -0,6 LSB und 0,25 LSB (Abbildung 5).

Grafische Darstellung: Die integrale Nichtlinearität des 16-Bit-DAC AD5542A von Analog Devices in Abhängigkeit vom Code

Abbildung 5: Die grafische Darstellung der integralen Nichtlinearität des 16-Bit-DAC AD5542A in Abhängigkeit vom Code zeigt, dass der Fehler etwa zwischen -0,6 und +0,25 LSB liegt. (Bildquelle: Analog Devices)

Aus den grafischen Darstellungen der Nichtlinearität in den Abbildungen 4 und 5 ergibt sich, dass das maximale analoge Rauschen ein Drittel der Nichtlinearität im schlechtesten Fall oder 0,6 LSB betragen kann. Dies ergibt:

Gleichung 2

1/f-Rauschen der Spannungsreferenz und des Verstärkers: Der Frequenzbereich des 1/f-Rauschens reicht von 0,1 Hz bis 10 Hz. Die Spannungsreferenz (U1) und der Puffer der Referenz (U2) beliefern direkt den DAC (U3). Als Verfahren zur Kombination der Anteile des 1/f-Rauschens von U1 und U2 eignet sich die RSS-Berechnung (Residuenquadratsumme) (Gleichung 3).

Gleichung 3

Wenn U1 die 2,5-V-Spannungsreferenz der Serie ADR4525 ist, beträgt das 1/f-Rauschen 1,25 mVS-S. Zusätzlich sind U2 und U4 jeweils eine der Hälften des Crossover-Verzerrungsverstärkers mit Nulleingang ADA4500-2 von Analog Devices mit 10 MHz, 14,5 nV/√Hz und Rail-to-Rail-Ein- und Ausgang. Das 1/f-Rauschen des ADA4500-2 beträgt 2 mVS-S.

Mit Gleichung 3 beträgt das gesamte 1/f-Rauschen, das den REFF-Pin des DAC erreicht:

Gleichung 3a 

Das Rauschen der Spannungsreferenz (U1) und des Pufferverstärkers (U2) ist erheblich geringer als der LSB-Wert des DACs.

Die Gleichtaktverzerrung des Verstärkers: Die Eingangs- und Ausgangsschwankung des als DAC-Puffer fungierenden Operationsverstärkers schwankt zwischen oberer und unterer Spannungsgrenze (Rail-to-Rail). Ein typischer Rail-to-Rail-Eingangsverstärker bewirkt die Rail-to-Rail-Schwankung des Eingangs durch zwei differenzielle Paare. Am unteren Ende des Gleichtaktbereichs ist das untere differenzielle Paar aktiv und am oberen Ende das andere. Jedes differenzielle Paar hat seine eigene Offset-Spannung. Dieses typische komplementäre duale differenzielle Paar führt eine Crossover-Verzerrung ein (Abbildung 6). Ebenso verursacht eine Änderung der Offset-Spannung des Verstärkers Nichtlinearität als DAC-Puffer (Abbildung 7).

Grafische Darstellung: Offset-Spannung verursacht Verzerrungen über den Bereich der Gleichtakt-Eingangsspannung

Abbildung 6: Bei zwei differenziellen Eingangspaaren verursacht die Offset-Spannung eine Verzerrung über den Bereich der Gleichtakt-Eingangsspannung. (Bildquelle: Bonnie Baker)

Grafische Darstellung: Nichtlinearität eines DACs mit einem Verstärker als Ausgangspuffer

Abbildung 7: Die Nichtlinearität eines DACs mit einem Verstärker als Ausgangspuffer, der zwei differenzielle Eingangsstrukturen hat. (Bildquelle: Analog Devices)

Abbildung 7 zeigt die Nichtlinearität des Operationsverstärkers. Wenn die Gleichtaktspannung wächst, wechselt das aktive differenzielle Paar von einem P-Typ-Paar zu einem N-Typ-Paar, was eine Crossover-Verzerrung erzeugt. Die Crossover-Verstärkung verursacht eine Fehlerschwankung von +4 LSB bis −15 LSB.

Der ADA4500-2 ist deswegen kein typischer Verstärker, weil die Rail-to-Rail-Schwankung von nur einem differenziellen Eingangspaar bewirkt wird. Daher gibt es hier keine Crossover-Verzerrung. Dies geschieht dadurch, dass die volle Rail-to-Rail-Schwankung durch eine Ladepumpe mit positiver Spannung in der Eingangsstruktur erreicht wird.

In diesem Fall besteht ein zusätzlicher Vorteil darin, dass der Pufferverstärker des DAC (U4) mithilfe der zweiten Hälfte des dualen Operationsverstärkers ADA4500-2 gebildet werden kann. Wie oben besprochen wird die erste Hälfte für U2, den Pufferverstärker der Spannungsreferenz, verwendet.

Die Ausgangsimpedanz des DACs (U3) ist konstant (typisch 6,25 kΩ) und Code-unabhängig. Der Ausgangspuffer (U4) benötigt einen niedrigen Eingangs-Ruhestrom und eine hohe Eingangsimpedanz, um Fehler zu minimieren. Aufgrund dieser Anforderungen ist der ADA5400-2 gut geeignet, da er bei Raumtemperatur einen Eingangs-Ruhestrom von 2 pA, eine hohe Eingangsimpedanz und einen maximalen Eingangsruhestrom von 190 pA über den Temperaturbereich von -40 °C bis 125 °C hat.

Messung des Rauschens

Das Gesamtrauschen des vollständigen LED-Ansteuerungssystems beträgt weniger als 15 mVS-S. Die Beträge der gewählten Komponenten sind laut Angaben im Datenblatt folgende:

  • U3: DAC AD5542A:
    • 16-Bit-DAC
    • 0,134 μVS-S
  • U1: Spannungsreferenz ADR4525:
    • 2,5-V-Ausgangsreferenz
    • 1,25 μVS-S
  • U2: Verstärker ADA4500-2 (Referenzpuffer):
    • Zero-Gleichtakt-Crossover-Verzerrung
    • 2 μVS-S
  • U4: Verstärker ADA4500-2 (DAC-Puffer): 2 μVS-S
    • Zero-Gleichtakt-Crossover-Verzerrung
    • 2 μVS-S

Das RSS-Rauschen der Komponenten U1 bis U4 beträgt laut Datenblatt 3,1 mVS-S.

Die tatsächliche Messung des Rauschens dieser Schaltung geschieht mittels einer Rauschmessbox mit einer Verstärkung von 10.000 V/V zusammen mit einem Filter von 0,1 Hz bis 10 Hz (Abbildung 8).

Diagramm: Testaufbau für die Messung des Rauschens von 0,1 Hz bis 10 Hz mit einem Verstärkungsfaktor von 10.000

Abbildung 8: Diagramm: Testaufbau für die Messung des Rauschens von 0,1 Hz bis 10 Hz mit einem Verstärkungsfaktor von 10.000. (Bildquelle: Analog Devices)

Das Evaluierungskit EVAL-CN0370_PMDZ von Analog Devices generiert die Messdaten für die Schaltung (siehe oben Abbildung 3). Das Ausgangsrauschen der Box mit kurzgeschlossenem Differenzialeingang und das Ausgangsrauschen mit angeschlossener Schaltung betragen 7,81 mVS-S (Abbildung 9) bzw. 9,6 mVS-S (Abbildung 10).

Grafische Darstellung: Ausgangsrauschen mit kurzgeschlossenem Eingang

Abbildung 9: Ausgangsrauschen mit kurzgeschlossenem Eingang an der Rauschmessbox beträgt 78,1 mVS-S (bzw. 7,81 μVS-S, bezogen auf den Eingang). (Bildquelle: Analog Devices)

Grafische Darstellung: Ausgangsrauschen mit angeschlossenem EVAL-CN0370-PMDZ von Analog Devices

Abbildung 10: Das Ausgangsrauschen mit angeschlossenem EVAL-CN0370-PMDZ von Analog Devices beträgt 96 mVS-S (bzw. 9,6 μVS-S, bezogen auf den Eingang). (Bildquelle: Analog Devices)

Da das Rauschen der beiden Systeme unkorreliert ist, ergibt sich mithilfe der RSS-Formel

Gleichung 4 

Die Rauschstromstärke beim Ansteuern der LED beträgt 5,58 mVS-S dividiert durch 124 Ω, d. h. 45 nAS-S.

Bild: Schaltungs-Evaluierungsplatine EVAL-CN0370-PMDZ von Analog Devices

Abbildung 11: Die Schaltungs-Evaluierungsplatine EVAL-CN0370-PMDZ ist eine komplette, von einem 16-Bit-DAC gesteuerte rauscharme Stromquelle zur LED-Ansteuerung im PMOD-Format. (Bildquelle: Analog Devices)

Fazit

In Pulsoxymetern werden infrarote und rote LEDs zur nicht invasiven Messung der Sauerstoffsättigung des Bluts und der Pulsfrequenz eingesetzt. Ihre Funktion besteht darin, den Finger des Patienten ausreichend zu durchleuchten, um das Verhältnis von HbO2 und Hb auf der Grundlage der von der Photodiode empfangenen Energie zu messen.

Das Problem für den Systementwickler besteht darin, dafür zu sorgen, dass die LED durch einen Strom mit geringem Rauschen und geringer Verzerrung angesteuert wird. Wie oben gezeigt wird das Problem mit einer Kombination aus einem 16-Bit-DAC, in den 1/f-Regionen rauscharmen Bauelementen und einem Rail-to-Rail-Verstärker mit Zero-Crossover-Verzerrung für die LED-Ansteuerung gelöst.

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Über den Autor

Bonnie Baker

Bonnie Baker ist eine aktive Autorin bei Digi-Key Electronics. Burr-Brown, Microchip und Texas Instruments vereinfachten ihr die Beschäftigung mit analogem Design und analogen Systemen seit mehr als 30 Jahren. Bonnie hat einen Master of Science in Elektrotechnik von der University of Arizona (Tucson, Arizona) und einen Bachelor-Abschluss in Musikausbildung von der Northern Arizona University (Flagstaff, Arizona). Zusätzlich zu ihrer Faszination für analoges Design hat Bonnie den Ehrgeiz, ihr Wissen und ihre Erfahrung durch die Veröffentlichung von bisher über 450 Artikeln, Design-Notizen und Anwendungshinweisen weiterzugeben.

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